光伏并網逆變器工作原理的詳細介紹

作為并網型光伏系統能量控制和轉換核心的光伏并網逆變器將太陽能電池組件輸出的直流電轉化為符合并網要求的交流電，并將其接入公共電網。其具體的電路拓撲結構眾多，按照輸入側電源性質的要求，可分為電壓源型逆變器和電流源型逆變器，結構如圖1-13所示。

電壓源型逆變器直流側為電壓源，或并聯有大電容相當于電壓源，直流側電壓基本無脈動；而電流型逆變器直流側串聯大電感，相當于電流源，直流側電流基本無脈動，但此大電感會導致系統動態響應差，為此目前全球范圍上主流的并網逆變器多采用電壓源型逆變器，這里也就電壓源型逆變器進行討論。

根據有無隔離變壓，光伏逆變器可分為隔離型和非隔離型，具體分類間表1-1。

表1-1 光伏并網逆變器分類

并網光伏逆變器

隔離型光伏并網逆變器

非隔離型光伏并網逆變器

工頻隔離型

高頻隔離型

單級非隔離型

多級非隔離型

以下主要以此分類討論不同機構的基本工作方式。

1. 隔離型光伏并網逆變器

在隔離型光伏變網逆變器中，根據隔離變壓器的工作頻率，將其分為工頻隔離型和高頻隔離型兩類。

（1）工頻隔離型并網逆變器結構

公平隔離型是在光伏逆變器中最常用的結構，也是最早發展和應用市場最廣的光伏逆變結構，如圖1-14所示，采用了一級DC-AC主電路，該電路結構將光伏陣列輸出的直流電，經工頻或高頻逆變器轉化成50赫茲的交流電能。

再經工頻變壓器以及輸入輸出濾波器最終輸入電網。該電路結構簡潔，光伏陣列的直流輸入電壓的匹配范圍廣，且具有雙向功率流、單相功率變換（DC-LFAC）、變換效率高和體積大、質量大、音頻造成大的特點。

由于變壓器的隔離作用，一方面能夠保證不會向電網注入直流側分量，有效防止配電變壓器的飽和以及對公共電網的污染；另一方面可以有效地防止當人接觸到光伏側電路時，公共電網通過電路橋壁對人體造成傷害，提高了系統的安全性。

工頻隔離并網逆變器可由方波、階梯波合成、脈寬調制等逆變器來實現，其拓撲圖包括推免式、推免正激式、半橋式，全橋式等電路，如圖1-15所示。

工頻隔離型光伏并網逆變器是目前市場上使用較多的光伏逆變器類型，隨著并網逆變器技術的發展，在保留工頻逆變器的基礎上，為解決其體積及質量大和噪聲大的問題，高頻并網逆變器應運而生。

（2）高頻隔離型并網逆變器結構

高頻光伏并網逆變器電路中采用了高頻的變壓器，其體積和質量小，噪聲低，克服了工頻變壓器的主要缺點，電路結構如圖1-16所示。

太陽能陣列輸出直流電由高頻變壓器轉化為高頻電壓，經高頻變壓器隔離、轉換、電壓比調整，再經過高頻交流到低頻交流的變換，將傳輸的低頻電流電傳送到電網中。其中高頻交流到低頻交流的變換，可以是高頻整流器和極性反轉逆變橋的級聯，也可以是周波變換器。

高頻光伏并網逆變器的拓撲族包括推免式、推免正激式、半橋式和全橋式、單管正激式、并聯交錯單管正激式、雙管正激式、并聯交錯雙管正激式等。以全橋式電路為例分析光伏高頻隔離式并網逆變器的工作原理，如圖1-17所示。

高頻逆變器采用電力晶體管V1~V4，其緩沖電容為C1~C4，極性反轉逆變橋采用晶閘管VT1~VT4構成的電網環流逆變器。通過對占空比D=ton/T的控制，就可以控制濾波電感電流IL。

電路的工作過程為：設電路已經進入穩定的工作狀態，當功率開關V2、V3導通時，電感Ilf增加，增加斜率為（UiN2/N1-uo）/Lf，由于變壓器漏感L1+L2

電流Ilf流過整流側四個電力二極管續流，以斜率UO/Lf下降，變壓器愿邊漏電流通過V3、V4（VD4）完成續流；之后功率開關V3關斷，變壓器原邊漏電流VD1、V4（VD4）續流，電源電壓Ui施加到變壓器一次側漏感上，漏感電流迅速反向，電流Ilf仍通過全橋整流四個二極管續流；

經過一段時間后，V1開通，V4仍導通，整流橋通過二極管換流，電流Ilf以斜率（UiN2/N1-Uo）/Lf上升。

只要不過多增加逆變器的額定，適當增加變壓器的漏感能夠確保續流二極管在其功率開關錢導通，因而實現零電壓開通；通過功率開關外并緩沖電容C1~C4，可以顯著減小功率開關的開損耗，使得逆變橋有很小的開關損耗。

高頻并網逆變器控制對象是電感電流Ilf，因此這里采用了電感電流的瞬時值反饋控制，如圖1-18所示。

與電網電壓同步的基準正弦信號Ir的絕對值信號作為電流基準信號IR1；將電感電流反饋信號ILf與Ir比較，經電流誤差放大器后得到的信號Ie與三角載波Ic交截，即可獲得高頻逆變功率開關，V1~V4的SPWM開關調制信號。

從而得到與電網電壓絕對值同步的電感電流ILf；繼而調節占空比D，你可獲得ILf的穩定與調節。此外，Ir經過兩個過零比較器以后，獲得極性反轉逆變橋為VT1和VT4、VT2和VT3的驅動信號，將濾波電感的能量送入公共電網。

2.非隔離型光伏并網逆變器

非隔離型光伏并網逆變器，省去了笨重的工頻變壓器。該方式在成本尺寸、成本、重量及效率等方面均占優勢，使得這種逆變器結構具有很好的發展前景。

一般而言，非隔離型光伏并網逆變器分為單極型和多極型兩種。與隔離型繼電器相比，非隔離型逆變器具有體積小、成本低、效率高等優點。

但由于輸出與輸入之間沒有隔離，光伏模塊存在一個較大的對地寄生電容，從而導致較大的對地漏電流，此漏電流會嚴重影響逆變器工作模式，也可能引發安全事故。

（1）單極非隔離型并網逆變器

單極非隔離型并網逆變器，如圖1-19所示。只用一級DC-AC變換器就完成了并網功能，其結構簡單、所需元器件少、體積小、功耗低穩定性高等優點，使其成為研究熱點。

單極閉環計算器，根據輸入電壓和輸出電壓的關系，可以分為以下三種結構：Buck逆變器、 Boost逆變器及Buck-Boost逆變器。其中Buck-Boost逆變器市場應用頗為廣泛，如圖1-20所示Buck-Boost并網光伏逆變器主電路拓撲圖。

這種基于Buck-Boost的逆變電路為一個4開關非隔離型半橋逆變器，由兩組光伏陣地和Buck-Boost型斬波器組成。由于采用了斬波器，因此不必安裝變壓器即可適應較寬的光伏陣列輸出電壓，并滿足并網要求。

將其輸入端的光伏電源分成兩部分，分別為兩組Buck-Boost電路供電，兩個Buck-Boost電路交替工作，每次工作半個電網電壓周期。它消除了在電網正負半周期內工作不對稱的缺點。

另外，在每個半周期內，高頻工作的開關管只有兩個，從而具有開關損耗低，電磁干擾弱和可靠性高等優點。但是該拓撲結構存在著光伏模塊利用率低于由直流濾波電容造成的體積增大等不足。

對Buck-Boost逆變器的工作原理分析：假設逆變器處于穩定工作狀態，當交流電網處在正半周期時，電力晶體管V2始終導通，V1處于高頻工作狀態，V1導通時，PV1向L1供電，光伏陣列能量流入L1，電容C與工頻電網并聯，V1關斷時，L1中電流通過VD1、V2和Ls向電網回饋；

當交流電網處在負半周期時，電力晶體管V4始終導通， V3處于高頻工作狀態， V3導通時，光伏陣列能量流入L2， PV2向L2供電，V3關斷時，L2中電流通過VD2、V4和Ls向電網回饋，只是前后極性相反。

（2）多級非隔離型并網逆變器

對于傳統的非隔離式光伏并網系統來說，光伏陣列的輸出電壓應當實時大于電網峰值電壓，所以需要由太陽能電池組件的串聯來提高陣列的輸出電壓。

然而由于太陽能的輸出能量會由于云層遮蔽等因素，使得光伏陣列輸出的電壓嚴重跌落，無法保證陣列的輸出電壓在任意時刻都大于公共電網側的電壓峰值。而且只通過一級變換很難同時實現最大功率跟蹤和并網逆變兩個功能。

上述的Buck-Boost逆變電路雖然很好地解決了這一問題，但是兩組光伏組件是交替工作的，因此可以采用多級非隔離型光伏并網逆變器來克服這一不足。

通常多級非隔離型光伏并網逆變器的拓撲結構如圖1-21所示，包括了前幾DC-DC直流到直流變換電路和后級的DC-AC逆變電路。對于DC-DC變換電路來說，Bucck和Boost的轉換效率最高。

而由于Bucck斬波電路是降壓變換電路無法升壓，故要實現陣列輸出電壓在升壓后并入電網，更多的是采用升壓變換的Boost電路。從而滿足光伏陣列工作在較寬的電壓范圍內，使直流側光伏組件的適配更加靈活。

并且通過合適的控制方式，可以使Boost變換電路的輸入側電壓波動很小，能夠提高最大功率的跟蹤精度。又由于Boost電路結構與逆變器的下橋臂共同接地電路的驅動相當簡單。

基于Boost多級非隔離型光伏并網逆變器的主電路拓撲如圖1-22所示。該電路的后級由全橋逆變電路組成， 前級采用Boost直流－直流變換對光伏系統升壓，保證直流電壓波動在系統允許范圍之內，同時實現MPPT功能。

后期采用PWM調制，使其以單位功率因素進行并網。該電路的前級幾電路均已發展成熟，簡單可靠，前后級控制分離，大大簡化了算法，易于實現。

分析其工作原理：對于前級Boost，直流－直流轉換電路來說，令全控器件V的開關周期為Ts，占空比為D。電力晶體管V導通時段為ton，即小于0

當V處在關斷時段toff，即DTs

D為介于0和1之間的數字 ，則變換器的輸出電壓Uo大于前級陣列輸出電壓Ud，從而完成了升壓變換功能。

后級的全橋逆變電路通過載波反相電極性倍頻的PWM調制方式，所謂載波反相調制方式，就是采用兩個相位相反而幅值相等的載波與同一調制波相比較的PWM調制方式。通過兩橋臂的載波返相單極性倍頻調制，使得各橋臂的輸出電壓具有瞬時相移的二電平SPWM波。

而單相橋式電路的輸出電壓為兩橋臂支路輸出電壓差。顯然兩個具有瞬時相移的二電平SPWM波相減，就可以得到一個三電平的SPWM波。而該三電瓶SPWM波的脈沖數比同載波頻率的雙極性調制SPWM波和單極性調制SPWM波的脈沖數增加一倍。

載波反向單極性倍頻的PWM調制方式可以減少開關損耗。又能夠在開關損耗一定的情況下，使得輸出的SPWM波脈動頻率是常規單極性方式的兩倍。這樣電路輸出的等效開關頻率增加一倍，且與雙極性調制相比，單極性倍頻調制方式，具有較小的諧波分量。

對于單相橋式電壓型逆變電路來說，單極性倍頻調制方式性能更優。